Doctsf (Modèles & Marques)
Annonces 0,47mH, mais à quelle fréquence ? Il y a de drôles de surprises en mesurant les inductances sur ferrites en fonction de la fréquence.
Une inductance de 470uH avec un condensateur 0.47uF en parallèle devrait résonner aux environs de 11 kHz
j’ai mesuré donc avec un RLC mètre à 10 kHz (aussi à100 Hz, 1 kHz,100 kHz) de valeurs cohérentes pour deux inductances une bobiné et une toroïdale.
Montées en circuit la première résonne bien,
mais la deuxième pas du tout,
ça donne un signal bizarroïde qui est périodique qui n’est pas un sinus et qui n’est pas à la bonne fréquence.
Un problème de saturation de noyau ? mais pourquoi ?
Q insuffisant ?
Ce ne serait pas un tore venant du rail 3.3V d’une ancienne alim de PC ? (Magamp)
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il faut etudier le circuit resonnant sur table et mesurer le Q
quel systeme de couplage conviendra le mieux ?
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pour la self torique
quelle est la nature du tore ?
une ferrite ?
de la poudre de fer ?
quel était l’usage initial de ce tore ?
filtrage ?
si oui possible que le « Q » soit catastrophique
la self Wurth-electronic est sûrement faite avec une ferrite permettant une « Q » élevé
si transfo ferrite à entre-fer
possible d’exploiter l’inductance du primaire pour en faire un circuit résonnant ?
Je crois avoir mesuré à peu près le même Q pour les deux inducteurs aux fréquences supportées par mon LCR metre.
C’est une remarque très pertinente. Initialement je suis parti sur cette idée.
Dans le cas présent le transformateur est toroïdal avec un coefficient de couplage très proche de 1 (mesuré). Ce qui fait que l’inductance disponible pour la résonance varie énormément avec la charge et ainsi la fréquence de cette résonance. En pleine charge c’est juste l’inductance de fuite de l’ordre de qqs mH et sans charge l’inductance totale de l’enroulement de l’ordre de qqs H. Avec l’inductance externe de cette valeur en parallèle la variation devient beaucoup moins extrême.
Si cette variation ne gêne pas, par ex utilisation pour une charge spécifique qui ne varie pas alors utiliser seule l’inductance (en quelque sorte résiduelle si on peut l’appeler ainsi) du transformateur est une option.
Cdt
aK
Une petite conclusion d’étape pour ce projet que je vais reprendre l’année prochaine après les fêtes de fin d’année.
La fonction de base :
- batterie 3S: 3 x 3.7V = 11.1V (12.6V en charge complet, 9V déchargé) 3800 mAh
- inverseur ZVS à base de MOSFETs alimenteé en courant via un inducteur
- resonance par LC en parallèle
- transformateur torique 7VA 2 x 9V en série vers 2 x 110V en parallèle
- redresseur en pont + filtre passe bas en pi C-L-C
une fois validée en fonctionnement sera complétée par :
- un BMS 3S pour le support d’un chargeur externe 12.6V (ou en option un module de charge USB type C pour supporter un chargeur externe de 5V)
- indicateur de niveau
- un dispositif d’activation automatique de la sortie HT si un courant est détectée sur les filaments pour éviter la consommation du convertisseur resonant quand le poste radio est éteint
- mise en boite.
Eventuellement il faudrait aussi voir comment faire le réglage de sortie HT soit par ajustement de la tension dc en entrée soit à la sortie par potentiomètre ou régulateur en série.
Bonnes fêtes de fin d’année à tous et à l’année prochaine !
aK
Bonjour,
Pour ma part, ce qui m’inquiéterais le plus , et de loin, n’est pas le type de convertisseur, et ses propensions a rayonner ! (ce qui est, certes, génant, mais non grave…)
Mais l’emploi , au lieu de piles sèches, de batteries lithium polymère alimentant l’ensemble, et ses propension à exploser ou bruler ! (ce qui risque de transformer chaque poste ainsi modifié en …Une potentielle bombe à retardement ?!)
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Un très bon sujet de salon qui pourrait susciter beaucoup d’échanges intéressants mais hors sujet ici…
Restons concentrés sur le sujet svp !
Cordialement
aK
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J’ai repris doucement les expérimentations sur le sujet passionnant de la conversion (auto) résonante ZVS. Pour le moment des obligations par ailleurs font que je ne peux y consacrer qu’un après-midi par semaine. Du coup ce petit projet marche à la vitesse d’escargot.
Mais comme on dit qui va piano va sano… Ne c’est pas? 
En attendant la réception des composants commandés chez aliexpress pour la mise en boite de mon convertisseur je me suis dit qu’il serait intéressant de faire le prototypage d’une variante sans transformateur du concept ZVS auto-oscillant alimenté en courant.
Pour cela j’ai dû étudier un peu plus en détail les différentes topologies des multiplicateurs de tension, [1]. Étant donné que dans le cas présent le coté avant redressement ne puisse pas être à la terre, j’ai convergé vers deux alternatives :
le multiplicateur de Cockroft-Walton à double alternance :
et le multiplicateur de Latour à double alternance également :
Le multiplicateur de Latour en configuration quadrupleur semble le meilleur choix du point de vue des performances et d’économie en composants. Seulement 4 diodes et 4 condensateurs. Ce sera donc Latour en ce qui me concerne
Après pas mal de réflexion et quelques iterations en simulation (sous Falstad) j’ai convergé vers le circuit suivant :
J’ai ciblé la fréquence de résonance aux alentours de 20 kHz qui permet d’obtenir le courant de sortie nécessaire à 90V avec des petits condensateurs de 220 nF.
Au début j’avais pensé mettre des diodes de redressement rapides de type FR107 mais après consultation des datasheets des simples 1N4148 semblent suffire. Ceci à condition de prendre en compte l’éventuel pic de courant, à travers les diodes, au démarrage. J’ai opté de limiter ce courant d’appel par une simple resistance de 15 Ohm.
Il est intéressant de comparer ce schema avec celui dans le message #2 de ce fil de discussion. Quand on voit la simplification qui en résulte, en plus de la reduction de poids/encombrement, je trouve ça franchement chouette 
Le résultats en simulation sont parfaits. Une sinusoide pure de 20.7 kHz et 70 Vpp qui donne une fois passée par le quadrupleur de Latour 107 Vdc dans 3600 Ohm de charge avec un ripple de 3.5V sans condensateur de lissage (et 0.4V avec le condensateur de lissage de 1uF). Pas d’harmoniques et une efficacité de 74%.
On dirait too good to be true.
Maintenant il faut voir ce que la pratique dit. Pour cela j’ai fait un prototype
et je suis en train de faire quelques mesures à l’oscilloscope afin de valider cette deuxième approche et la comparer avec la première à base de transformateur.
À suivre…
aK
PS: bonne année 2026 !!!
[1] A Comprehensive Review on Voltage MultiplierCells for DC-DC Converters
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La Tour, prends garde !
Ce qui devrait parler aux cinéphiles 
Le prototype se présente ainsi et je suis très agréablement surpris du résultat et des perspectives pour des raisons évidentes.
La taille et le poids se trouvent drastiquement réduits. Le choke d’alimentation en courant (feed choke en anglais) a été configuré de sorte à fournir une inductance à point milieu pour l’alimentation en courant. Aussi on tire profit de son inductance de fuite utilisée comme inductance de l’oscillateur LC nous dispensant ainsi d’un inducteur spécifique. Cela simplifie énormément le résultat final.
J’ai utilisé un potentiomètre costaud pour simuler la charge cible de 3600 Ohm (mon but étant d’alimenter le circuit anode d’un poste TSF portatif Socradel Weekend : 25 mA à 90V); en fonctionnement ce potentiomètre est le seul composant qui chauffe. Les MOSFETs quand à eux restent à température ambiante et du coup il n’y a pas besoin de mettre des dissipateurs.
Voici quelques photos des mesures faites à l’oscilloscope.
Le signal sinusoïdal à la sortie de l’oscillateur LC semble très propre. Vin_{ac}=78 Vpp F_{res}=21 KHz.
La tension redressée après le multiplicateur de Latour (4x) appliquée a la charge Vout_{dc}=117 V.
Sans filtre supplémentaire à la sortie l’ondulation résiduelle est de 6 Vpp à 42 KHz.
Un filtre passe bas avec un condensateur de filtrage à 1 uF permettra de bien régler le niveau de tension et réduire l’ondulation à moins d’1% sans recourir à un régulateur HT (plusieurs approches ont été recensées ici/lien).
L’efficacité mesurée :
n = (Vin \cdot Iin) / (Vout \cdot Iout) = (12V \cdot 0.36A) / (117V \cdot 0.03625A) = 88 \%
Pour tester j’ai aussi fait une version avec des condensateurs plus gros 0.47uF et des diodes FR107. C’est un peu plus gros mais cela permet un courant plus important en sortie avec moins de ripple (avant filtrage).
Pour la suite je compte faire des mesures pour voir ce que cela donne au niveau de bruit RF et interférences EM.
À suivre…
aK
Avec une sonde improvisée on peut voir à l’oscilloscope ce qui se passe en champ proche au niveau des interférences. Sur la photo,on peut voir en jaune la sinusoïde générée par l’inverseur et en bleue ce que la sonde récupère à proximité du circuit LC en resonance. On voit bien une sinusoïde quasi parfaite et donc pas d’harmoniques au delà de la fréquence d’oscillation.
Sur la photo ça ne se voit pas mais un faible bruit de commutation est présent avec une sur-oscillation (ringing) près du passage par zero 
.
C’est bien un bruit de commutation des diodes du multiplicateur/redresseur car il disparaît quand il n’y a pas de charge bien que le circuit push-pull continue à osciller. Avec TinySA on voit bien ce bruit aux alentours de 8.4 MHz quand la charge est connectée (à gauche) et ce bruit disparaît quand la chargé est déconnectée (à droite).
Ce bruit se présente comme une sur-oscillation des grilles des MOSFETs du circuit push-pull comme on peut voir à l’oscilloscope.
On peut agrandir pour miex voir ce qui se passe avec charge connectée (à gauche) et chargé déconnectée (à droite).
Vu l’état de mes connaissances la situation nécessite une investigation plus approfondie à ce stade des expérimentations.
À suivre…
aK
PS: j’aimerais bien avoir la réaction et le conseil éventuel de quelqu’un qui aurait plus d’expérience que moi sur ce genre de situation… 
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Bonjours,
Je vous remercie pour les montages proposés je vais essayer de mettre en œuvre afin de realiser une copie de la pile Wonder reçue récemment de la part d’un membre du forum.
Bonne journée
Quelques perles ferrite creuses enfilées sur le fil de gate des mosfet devraient bien aider.
A défaut, une 22Ω en série dans les deux gates est à essayer.
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Merci pour cette réponse.
J’ai mis des perles de ferrite (informations ici et ici) sur les grilles mais ça n’a pas eu d’effet. Comme le schéma comporte déjà deux résistances de 470 Ohm en serie sur les grilles ceci n’est pas étonnant…
Je vais tester des amortisseurs (rc snubbers) pour voir ce que cela donne. C’est un vaste sujet et j’essaie de voir par où commencer les essais…
Comme c’est un projet en cours dont je partage l’évolution au fil de l’eau, je vous conseillerais d’attendre la fin du projet et au moins le résultat de tests en utilisation avant de se lancer. Par ex l’histoire des interférences EM en ondes courtes par le bruit de commutation n’est pas encore résolue.
Je peux vous dire que c’est un sujet assez technique dont j’ai découvert la complexité chemin faisant…
Cordialement
aK
Le problème pourrait être posé par une conduction simultanée des deux MOS lors de la commutation.
Ces transistors ont une capacité d’entrée élevée, et nécessitent un driver énergique pour dé-saturer les grilles.
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Avec un schéma actualisé (pas une copie de sim peu lisible), ce serait plus facile
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