J’ai repris mon projet, ci joint l’avancement du câblage, ainsi que la vision que j’ai de l’étage de l’étage de sortie : ressemble au système à charge répartie de l’amplificateur Audio-Research D79. Mes TS sont des Millérioux XH261B : les AH26B avec circuits en double C, 6600ohms primaire (6L6 ou EL34), sorties 1, 4, 8 et 16 ohms.
Il y a 2 erreurs sur le schéma joint : la diode BY399 doit être inversée pour avoir la tension négative de polarisation des 6L6, et les résistances de 620 ohms des E80CC doivent être de 820 ohms puisqu’on rajoute un potentiomètre d’équilibrage. Ce potentiomètre doit également avoir des résistances talon pour ne pas tuer les E80CC ! Ce potentiomètre serait-il plus judicieux dans l’équilibrage des résistances d’anode ? Il serait parcouru par la HT, mais ne modifirait pas la polarisation statique de la E80CC ?
Les anodes du driver à E80CC sont alimentées par un bootstrap pris sur les prises UL du TS. J’ai un peu peur de la réaction et de l’oscillation : j’ai calculé grosso-modo que l’excursion en tension sur les prises UL est 3x à 6x l’excursion sur G1 des 6L6. Les doubles résistances d’anode entre prises UL et HT sont là pour tempérer et ramener cette excursion à une valeur identique. Des tests à effectuer ici encore : je ne sais plus qui a dit dans ce fil qu’un peu de réaction ne nuit pas.
J’ai déjà reçu une remarque : les diodes zener de 56V sont trop non linéaires pour obtenir un fonctionnement satisfaisant de l’tage ultra-linéaire, il vaut mieux monter les écrans des 6L6 GC directement sur les prises UL via des résistances de 470ohms à 1K pour éviter l’emballement des écrans. Ou bien comme indiqué plus haut par Souris Blanche utiliser les EL34 qui équipaient les blocs Gaillard d’où proviennent les transfos. Peut-on également conserver la solution des diodes zeners en les découplants par des condensteurs de 100µF ?
Je vais terminer le câblage de l’étage de sortie, tester avec un transfo déphaseur dans un 1er temps, mesurer puissance, distorsion (avec et sans les zeners de 56V), voir la stabilité. Comparer 6L6GC et EL34.
L’étage final est terminé de câbler. Quelques modifs, dont un doubleur de Schenkel pour la polar des 6L6. J’ai faistquelques essais avec un transfo déphaseur :
Avec les zeners de 56v dans les écrans sans découplage :
Pmax = 18 watts. A cette puissance, DH2 = 0.01%, DH3 = 0.5%.
A P = 1 watt, DH2 = 0.005%, DH3 = 0.005 %
Avec les zeners de 56V découplées par des capas de 100µF :
Pmax = 21 Watts.
A P = 1 watt, DH2 = 0.005%, DH3 = 0.005%
Dans les 2 cas : pour 20Vcc de modulation sur une G1 de 6L6, on a 40Vcc de modulation sur un écran du TS. Donc pour les bootstrap à venir, on en tiendra compte.
Ca donne un peu plus de puissance avant écrêtage de mettre les découplages. Ils sont indispensables à mon avis, en effet, lorsque le tube se bloque et cesse de conduire, le courant d’écran = 0 et la tension d’écran remonte à une valeur supérieure à ce qu’on souhaite ! Les condensateurs permettent de conserver une chûte de tension constante de 56V que le tube conduise ou pas.
Je note que l’Ultra-linéaire n’est pas toujours apprécié par les concepteurs : c’est vrai que Hiraga préfère le vrai montage pentodes dans le JH50. Je vais tester pour voir si on obtient un peu plus de puissance ? Je testerai aussi les EL34 Téléfunken. Vous me conseillez combien sur les écrans des 6L6 ? Actuellement je suis à 430V de HT sur les push-pull, et avec mes zeners je suis à 375V sur les écrans.
Des mesures en mode pentode pour comparer avec ultra linéaire :
HT de 445 V. Ecrans de 385 V au repos.
V polar 6L6GC = - 40V. IK = 19mA. IG2 = 0.5mA.
Pmax = 30 Watts avant apparition distorsion oscilloscope.
A cette puissance, DH2 = 1.4%, DH3 = 4.3%.
A P = 1 watt, DH2 = 0.7 , DH3 = 0.6
Dans ce cas : pour 40V de modulation sur une G1 de 6L6, on a 90V de modulation sur un écran du TS. Donc pour les bootstrap à venir, on en tiendra compte.
Tension de modulation 42V sin. sur G1 pour Pmax = 30 Watts sans distorsion.
A cette valeur : 11.5V sin sur sec. TS et 30.5V sin modulation G1-K des 6L6GC. Conclusion : On passe de 21 watts à 30 watts de puissance modulée sur 8 ohms avant apparition de la distorsion en mode pentode, et ce à tension de modulation identique. Aux mesures, la distorsion sans CR est plus élevée. Elle sera compensée par la CR globale.
J’ai refais mes mesures de distorsion en mode pentodes. En effet : j’utilise un alternostat à l’envers entre mon géné et le transfo déphaseur pour avoir la tension modulée necessaire lors des mesures à pleine puissance. cet alternostat distord : prendre les mesures de distorsion à pleine puissance avec des pincettes !
Sans alternostat :
UL: P=1watt. DH2=0.005%, DH3=0.005%. Z sortie = 9.1ohms. facteur amortissement=0.88.
Je vais essayer le mode triodes : je m’attends à une perte de puissance considérable (autour de 10 watts à fond ?) mais à une baisse de Zsortie et une amélioration notable du facteur d’amortissement.
Bien noter que ces mesures sont étage de sortie seul, sans CR. la CR globale améliorera un peu le tout. Remarquer toutefois que la charge répartie est une CR locale sur le dernier étage, d’où les taux de distorsion assez bas et Z sortie pas si élevée que ça.
Ca avance tout doucement. Avant de faire d’autres mesures, et surtout pour les mesures de distorsion où je ne veux pas utiliser d’élément élévateur qui distorde, je vais monter le driver E80CC à bootstrap. Le câblage est en cours. J’attends également des composants de E44.com pour câbler proprement les G2 des 6L6 : alim stabilisée 380V à zeners avec transistor ballast série. Ca traîne…
Finalement le driver sera cathodes communes avec résistance K commune à la masse dans découplage, et potentiomètre d’équilibrage dans les R anodes (hors R bootstrap). C’est pas bon pour l’isolement mais mes potentiomètres sont professionnels très bien isolés. Pour le bootrap je pars sur R anode E80CC de 100K (3A courant anode) et 270K R bootstrap sur les écrans du TS, à ajuster lors des essais.
Bonsoir,
Cela commence à devenir sérieux.
Cabler les cathodes sur la sortie HP est une solution astucieuse par rapport à MC IIntosh ou QuadII qui utilisent des enroulements séparés
Pourrai je utiliser mon transfo TU101 ?
Bonne suite ,
Sylvain.
: ça permet d’utiliser un transfo standard à sorties multiples. Audio-Research le fait avec son D79 par exemple. La répartition de la charge sur la cathode est faible, si tu regardes les mesures que j’ai faites, on passe (en mode pentodes) de 69ohms à 19.5 ohms d’impédance de sortie, ce qui est vraiment interessant, et on augmente V modulation de 30%, ce qui est gérable surtout avec des EL84.
La condition, c’est d’avoir un point milieu (en tension) sur les enroulements de sortie du TS. sur un TS 4-8-16 ohms le point milieu de tension c’est la prise 4 ohms. sur le TU 101, pas certain que ce soit faisable comme les ensoulements secondaires ont des valeurs différentes ? Sinon tu as une autre solution que j’ai expérimentée : rebobiner quelques spires par dessus le transfo (voir photo) : tu mesures (géné ou 50Hz sur le primaire) la tension se sortie du TS en 8 ohms, tu mesures la tension d’une spire additionnelle, et tu bobines sans démonter le transfo, par dessus, le nombre de spires qui va bien pour avoir un autre enroulement 8 ohms. Ces 2 enroulements 8 ohms, dont le principal sera relié au HP, te font les 2 enroulements pour tes cathodes.
Attention à brancher dans le bon sens, sinon c’est un oscillateur, pas un amplificateur !
Bon, test du bootstrap sur le driver à E80CC à partir des prises écran des TS. Comme sur le schéma : 100K résistance anode vers la HT 400V, et 270K vers les prises écran des TS. Rk = 390 ohms, Ia repos = 3mA.
Dans le principe, ça marche : on repousse la distorsion visible due au talonnement des E80CC un peu plus loin, mais je n’arrive pas à avoir mes 42V modulés sur les anodes pour attaquer mes 6L6 ! Ca talonne au Vcc 400V.
Augmenter le courant de repos des E80CC : ne change rien. A mon avis 3 remèdes à tester, un devarit bien être le bon :
augmenter la valeur de Rk pour baisser la tension du point de repos de la E80CC, vu que ça talonne vers le haut ?
augmenter l’action du bootstrap ? Peut-être alimenter par le bootstrap seul, au risque d’une oscillation ?
augmenter l’impédance vue par cette pauvre E80CC en rajoutant un suiveur à transistor ? Normalement l’étage 6L6 à charge répartie augmente l’impédance d’entrée de la 6L6, mais qui sait ?
Egalement une petite oscillation dans le bas de la sinusoïde, quelle que soit la puissance. Le bootstrap, ce n’est peut-être pas la solution ? Audio-research alimente son étage driver en 660V, c’est peut-être ça la solution ?
Rk = 390 ohms. Ia = 4 mA. Saturation niveau haut de la E80CC vers 380V. Bootstrap pas suffisant !
P max sortie = 20 Watts avant distorsion visible. A cette puissance : DH2 = 0.9%. DH3 = 12%.
A P = 10 watts : DH2 = 0.7 . DH3 = 5 .
DH2 est du à un déséquilibre du déphasage, ça sera compensé par le réglage du déphaseur. On se rend compte que ce driver apporte de la distorsion supplémentaire H3 ! On en demande trop à cette E80CC ?
Je vais voir pour aliemnter en 600V au lieu de 400V, à espérer que ce tube et ce support Noval supporteront ?
Le point de fonctionnement résultant de ce choix serait bon si Rk= 1,6 kOhms et non pas 390 Ohms; la polarisation étant de -4,8 Volt, dixit le réseau de courbes. Et dans ce cas, le driver serait capable de 200Volt crête/crête
Bonne soirée.
Je vais essayer : en effet point d epolarisation de la E80CC mal choisi. le problème n’est peut-être pas là quand même : alim anode 400Vcc et même plus avec le bootstrap. Point de repos VA = 136V. A l’oscillo, VA varie de 50V à 200V grosso-modo, il y a peut-être un problème d’impédance avec l’entrée du push-pull 6L6 ? McIntosh et Audio-Research utilisent des abaisseurs d’impédance à tube (anode commune) pour driver leurs tubes de puissance.
Donc dans l’ordre :
modifier le point de repos de la E80CC.
CR de cathode de la E80CC : lui demander 42V modulés (119V cc) en sortie c’est beaucoup et ça distord. Donc pas de R commune de cathode, mais 2 résistances de 3K3 indépendantes non découplées pour linéariser tout ça.
tester la E80CC sans liaison avec le push de 6L6 pour voir si il y a applatissement du signal ou pas ?
Salut Jean Marc
J’ai sous les yeux les courbes E80CC. Pour la triode Va= 136 V, Ia= 3 milli est incohérent avec Rk= 390 Ohms , ce qui donnerait une polar de -1,17 V alors que les courbes indiquent - 3V !! D’ou:
Controler la triode; elle est peut être fatiguée.
reprendre les mesures dans le cas le plus simple, cad sans Bootstrap; mesurer et préciser à la fois Vht, Va, Vk, et préciser aussi pour vérification Ra et Rk; Avec l’ensemble de ces valeurs, je pourrais être plus efficace.
En tous cas, avec Vht de 400V, je pense que sortir 200 V alternatif c/c n’est pas impossible.
Au fait pourquoi une E80CC et pas une 6FQ7 dont c’est le métier?
A plus
Les E80CC RTC broches dorées je les avais en stock. Comparées aux ECC82 elles semblent meilleures à l’oreille… Je vais faire comme tu dis : sans bootstrap, 400V HT…
Tu me conseilles (dans ce que j’ai) pour le driver : ECC81, ECC82 ou E80CC ?
J’avais fait une erreur de mesure à cause du bootstrap : avec 390 ohms, donc Rk = 780 ohms pour 1/2 triode, on a VA= 136V et Ia = 4 mA. Sur les courbes, on tombe sur Vgk = -3V, ce qui est cohérent (4mA x 0.78K = 3.1V).
Tu me conseilles quel courant de repos pour cette E80CC ? Quelle tension anode ? 150V ? 200V? Je vais le faire sans bootstrap, juste alim 400V. rappel : on a 42V modulés à fournir, soit 120Vcc en gros.
jean marc E80CC189.pdf (187 KB)Laissons la ECC81 à son domaine de HF; ce tube n’est pas un modèle de linéarité en BF !
La E80CC, disponible fera parfaitement l’affaire. Ci joint les courbes avec la droite de charge et le point de fonctionnement P: Va= 150V, Vg=- 3,5V, Ia= 3,3mA; pour ces conditions, il faut Rk= 1,O6 kOhms arrondi à 1k.
La tension crête/crête disponible entre A et B est de l’ordre de 200 V, ça devrait le faire.
Note: en statique, la charge de la triode est constituée par 100k et 270k en parallèle soit 73k ; en dynamique la charge sera plus importante du à l’effet bootstrap sans que je puisse la préciser par un développement fastidieux. On se rapproche de fait à un montage Mac Intosh.
A essayer! A plus
J’ai donc recâblé l’étage driver à E80CC en fonction de tes calculs : Rk=1K, Ra=82K. Avec Valim = 400V (j’ai plus de jus aujourd’hui !), on mesure Vk=3.3V donc Ia=3.3mA, et VA=150V ce qui est bien au repos.
En connectant cet étage au push-pull de 6L6, sans bootstrap, on module bien symétriquement sans problème. Mesure de la tension d’attaque des 6L6 : On écrête à Va=200V, pour P=21Watts en sortie.
Donc augmentation e la RA à 100K: pas mieux.
En conclusion, à mon avis : tes points de polarisation sont meilleurs que les miens. Je les conserve. C’est beaucoup mieux de ne pas monter la E80CC en ampli différentiel, mais la monter en triode simple avec Rk non contre-réactionnée pour faire une CR locale et accepter des tensions de modulation importantes.
Je pense de Zentrée étage final 6L6 trop basse par rapport à Zsortie E80CC, et qu’à un moment un courant de grille apparaît d’où ce tassement de la sinusoïde vers le haut. la solution : un suiveur à transistor abaisseur d’impédance ?
Je viens de vérifier mon hypothèse : on commence à écrêter vers le haut de la sinussïde en sortie E80CC lorsque VG6L6 = +18Vcrête, et VK6L6 = +18Vcrête. On a donc VGK6L6 qui commence à devenir positive avec apparition d’un courant de grille. Mon hypothèse semble la bonne…
Je vais donc monter un suiveur à transistor MOS, source MOS reliée directement à G 6L6, suiveur alimenté en +12V et - 80V.
ca permettra sans doute d’aller chercher « les derniers watts » en pure classe B avec du courant de grille dans les 6L6 !
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